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為了使運(yùn)行中的不間斷電源(UPS)保持輸入、輸出的電壓、頻率和相位一致性，結(jié)合鎖相環(huán)原理，并利用單片機(jī)實(shí)現(xiàn)了高精度的數(shù)字鎖相環(huán)。
通過(guò)捕獲中斷和周期中斷獲取的輸入、輸出相差，經(jīng)過(guò)分段式變PI控制器，計(jì)算出載波周期的補(bǔ)償量，采用分組線性插補(bǔ)再調(diào)制技術(shù)，改變了每個(gè)載波周期值，從而實(shí)現(xiàn)了高精度數(shù)字鎖相功能。在此，給出了硬件實(shí)現(xiàn)電路及軟件流程圖。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方案的可行性。
1 引言
隨著信息技術(shù)的迅速發(fā)展和計(jì)算機(jī)的日益普及，對(duì)電源系統(tǒng)供電質(zhì)量和可靠性的要求越來(lái)越高，不間斷電源(UPS)的應(yīng)用也越來(lái)越廣泛。在運(yùn)行時(shí)，要求UPS的輸出電壓、頻率和相位都與市電保持一致，這樣才能在市電發(fā)生變化時(shí)保證UPS向負(fù)載提供不間斷、穩(wěn)定的電能，且不對(duì)負(fù)載產(chǎn)生過(guò)大的沖擊。所以，UPS中的逆變器須有鎖相環(huán)節(jié)，以保證UPS與市電的同步。同步鎖相控制應(yīng)具備下述功能：
①當(dāng)電網(wǎng)頻率滿足精度要求時(shí)，使逆變器與電網(wǎng)同步運(yùn)行；
②當(dāng)電網(wǎng)頻率超出精度要求范圍或電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí)，使逆變器與內(nèi)部高精度的基準(zhǔn)頻率同步運(yùn)行。此外，兩種狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換要平穩(wěn)，以免造成轉(zhuǎn)換過(guò)程中逆變器工作頻率的劇烈抖動(dòng)。
鎖相可分為模擬鎖相和數(shù)字鎖相。與傳統(tǒng)的模擬鎖相相比，數(shù)字鎖相不僅能簡(jiǎn)化硬件電路的設(shè)計(jì)，降低成本，還可解決模擬電路中需要調(diào)整電路參數(shù)，以及器件的老化和溫漂等問(wèn)題，大大提高了電路的可靠性和鎖相精度。在此，討論了逆變器的輸出電壓數(shù)字鎖相技術(shù)[1,2]。
2 數(shù)字鎖相環(huán)
2.1 鎖相原理
鎖相環(huán)是一個(gè)閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動(dòng)跟蹤輸入信號(hào)的頻率和相位。圖1示出普通的模擬鎖相環(huán)控制框圖。它由鑒相器(PD)、低通濾波器 (LPF)和壓控振蕩器(VCO)組成。通過(guò)將VCO的輸出電壓信號(hào)uout(t)和電網(wǎng)電壓的采樣信號(hào)uin(t)這兩路頻率與相位不同的信號(hào)送入鑒相器，生成誤差信號(hào)Ue(t)，該信號(hào)是相位差的線性函數(shù)。ue(t)經(jīng)過(guò)低通濾波器后輸出電壓信號(hào)UD(t)。VCO在uc(t)的控制下將改變uout(t)的頻率和相位，以減小uout(t)的頻率和相位差。
在UPS的數(shù)字化控制中，傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)改變?yōu)橛密浖䦟?shí)現(xiàn)的數(shù)字鎖相環(huán)。旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi分別經(jīng)過(guò)過(guò)零檢測(cè)電路轉(zhuǎn)換為方波信號(hào)，單片機(jī)的捕獲單元在捕獲到方波信號(hào)每個(gè)上升沿到來(lái)時(shí)，讀取定時(shí)器的計(jì)數(shù)值。圖2示出電壓捕獲示意圖。
旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi這兩個(gè)捕獲單元共用一個(gè)定時(shí)器的計(jì)數(shù)器，計(jì)數(shù)器溢出時(shí)自動(dòng)清零。用每一次的旁路電壓上升沿時(shí)刻減去之前的輸出電壓上升沿時(shí)刻即為uoi與ub的相位差。圖3示出數(shù)字鎖相的實(shí)現(xiàn)。
2.2 數(shù)字鎖相方法
對(duì)采用SPWM 控制的逆變器，可固定載波比N(N=fc/f1)，通過(guò)改變?nèi)禽d波周期Tc，即頻率fc，可改變輸出的交流電壓基波頻率f1。這里正是采用這種方法來(lái)調(diào)節(jié)逆變器的輸出電壓和輸出頻率，從而相應(yīng)地調(diào)節(jié)相位，以完成逆變器輸出頻率的相位跟蹤市電的鎖相過(guò)程。在圖3中，若Td ，則uoi的相位超前ub，需要增大逆變器的輸出載波周期T1PR值；反之若Td>T/2，則uoi的相位滯后ub，需要減小逆變器的輸出載波周期T1PR值，直至Td在允許范圍內(nèi)，即實(shí)現(xiàn)了鎖相。
為了實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓、頻率和相位的跟蹤，可利用一個(gè)比較器進(jìn)行過(guò)零檢測(cè)，以提高抗干擾能力及保證檢測(cè)的快速性，工程上所用的比較器一般為滯環(huán)比較器。圖4示出過(guò)零檢測(cè)滯環(huán)比較器電路及其輸出波形。
為了實(shí)現(xiàn)鎖相，程序中采用了一個(gè)單增模式計(jì)數(shù)器，計(jì)數(shù)溢出后自動(dòng)清零，由單片機(jī)的定時(shí)器TA來(lái)充當(dāng)。同時(shí)設(shè)定兩個(gè)寄存器ophs和kx。當(dāng)逆變器的輸出電壓上升沿發(fā)生觸發(fā)中斷時(shí)，將捕獲通道的計(jì)數(shù)值賦給ophs；同理，當(dāng)ub中斷時(shí)，將捕獲通道的計(jì)數(shù)值賦給kx，兩值相減即為相位差。
2.3 數(shù)字鎖相環(huán)路傳函
在數(shù)字鎖相控制中，圖1的環(huán)路濾波器用比例積分環(huán)節(jié)替代，壓控振蕩器變成數(shù)控振蕩器，并通過(guò)相位累加器予以實(shí)現(xiàn)。改變uoi的相位，以跟蹤輸入電壓的相位是非常困難的，因此在實(shí)際中一般通過(guò)改變逆變器的 頻率來(lái)達(dá)到跟蹤輸入電壓相位的目的。這里也正是采用這種方法來(lái)鎖相的，所以逆變器可等效為純積分環(huán)節(jié)。
為了保證穩(wěn)態(tài)時(shí)逆變器跟蹤電網(wǎng)相位的誤差為零，環(huán)路濾波器采用分段式變PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)表達(dá)式為：(1)
式中Kp,KI——比例環(huán)節(jié)和積分環(huán)節(jié)的系數(shù)
當(dāng)采樣周期很短時(shí)，映射到z域時(shí)有(2)
在數(shù)字控制中，由文獻(xiàn)[3]可知，數(shù)控振蕩器的z域傳遞函數(shù)為： (3)
式中ω——輸入
電壓角頻率
z-1——延時(shí)一個(gè)采樣周期
T——鎖相環(huán)的采樣周期，T=2π/ω
針對(duì)環(huán)路各部分環(huán)節(jié)，系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： (4)
式中K1——比例環(huán)節(jié)P參數(shù)
K2——積分環(huán)節(jié)I參數(shù)
特征方程為：
z2+(K1+K2-2)z+(1-K1)=0(5)
根據(jù)離散系統(tǒng)奈奎斯特判據(jù)，環(huán)路穩(wěn)定的充分必要條件是閉環(huán)傳遞函數(shù)特征方程的特征根全部位于z平面的單位圓內(nèi)，解得環(huán)路的穩(wěn)定條件為K1> 0;K2>0；2K1+K2<4。由此可確定P和I的參數(shù)值。
2.4 數(shù)字鎖相程序
程序上安排單片機(jī)的兩個(gè)捕獲中斷程序及周期中斷程序，以完成檢測(cè)和計(jì)算任務(wù)。
(1)逆變輸出電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實(shí)現(xiàn)逆變器的輸出電壓過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)及時(shí)刻的讀取。當(dāng)CAP口捕獲到逆變器的輸出電壓對(duì)應(yīng)的方波上升沿時(shí)，進(jìn)入CAP中斷程序，讀取TACH1的值，并賦給ophs，它代表了逆變器輸出電壓的相位值。
(2)旁路電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實(shí)現(xiàn)旁路電壓過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)及時(shí)刻的讀取，并且計(jì)算相差作為PI調(diào)節(jié)，得出載波周期的總調(diào)節(jié)量。當(dāng)CAP口捕獲到旁路電壓對(duì)應(yīng)的方波上升沿時(shí)，進(jìn)入CAP中斷程序，讀取TACH0的值，并賦給Kx，它代表了旁路電壓的相位值。
相位差的計(jì)算公式為Phasemin=kx-ophs。當(dāng)相位差寄存器Phasemin超出鎖相誤差允許范圍時(shí)，通過(guò)數(shù)字PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行閉環(huán)控制，在此采用分段式變PI調(diào)節(jié)器得出鎖相調(diào)節(jié)量。
(3)周期中斷程序 在旁路電壓捕獲中斷程序中，已得到一個(gè)逆變器輸出電壓周期總的載波周期調(diào)節(jié)量。此時(shí)，采用文獻(xiàn)[4]中提到的分組順序插補(bǔ)方式再調(diào)制SPWM，可大大提高一個(gè)正弦周期的最小相位差與相位控制分辨率之比。
圖5示出逆變器輸出電壓CAP的中斷程序、周期中斷程序、數(shù)字鎖相程序流程圖�？梢�(jiàn)，相臨的兩次輸入輸出捕獲中斷獲取輸入輸出的相位值。在輸入中斷中，兩值相減得到相位差，繼而判斷相位差處于何種范圍，在程序中對(duì)于相位差的大小劃分成大中小3個(gè)區(qū)間，采用分段式變PI調(diào)節(jié)，在大區(qū)間，P和I的參數(shù)值都較大；在中區(qū)間，P的值保持不變，I的值減小；在小區(qū)間，P和I的值都較小。這樣可滿足快而準(zhǔn)的鎖相要求。經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器計(jì)算得到一個(gè)輸出周期的調(diào)節(jié)量△-pll，把它累加到上次的T2PR上。在周期中斷中，通過(guò)分組線性插補(bǔ)的再調(diào)制方式，將該程序分為兩組，計(jì)算每次載波周期的周期值 Tc，并賦給PMOD。其中，市電相位相當(dāng)于給定，而逆變器的輸出電壓相位相當(dāng)于反饋，PI的輸出用以微調(diào)載波周期Tc。設(shè)計(jì)合理的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)，可確保鎖相過(guò)程快速、穩(wěn)定和準(zhǔn)確。
2.5 分組線性插補(bǔ)與鎖相精度[5]
一個(gè)UPS系統(tǒng)中，當(dāng)晶振頻率為f，載波最小數(shù)單位為1，則最小時(shí)基對(duì)應(yīng)1/f，記為T1。載波由采用連續(xù)增減技術(shù)方式的計(jì)數(shù)器形成，每個(gè)載波周期的最小控制誤差為2T1，載波比為N，則每個(gè)輸出正弦周期的最小相位差為2NTl，相位控制分辨率為2NT1/T(T為輸出正弦周期)。由文獻(xiàn)[4]可知，采用分組線性插補(bǔ)再調(diào)制方法后，最小相位差為2DTl，相位控制分辨率為2DTl/T。由此可見(jiàn)，采用分組線性插補(bǔ)再調(diào)制方法后，相位控制分辨率提高了N/D倍，所分組數(shù)D越小，控制分辨率越高。這里，N=64，f=8MHz，則T1=125ns，逆變器的輸出正弦周期T=20ms，若不采用分組線性插補(bǔ)，則每個(gè)正弦周期最小相位差為 64×2×125ns=16μs，即(16μs/20ms)×3600=0.2880，相位控制分辨率為2×64×125ns/20ms=0.08%。若采用分組線性插補(bǔ)的方法，取D=2，則每個(gè)正弦周期最小相位差為2×2×125ns=0.5μs，即(0.5μs/20ms)×3600=00090，相位控制分辨率為2×2×125ns/20ms=0.0025%。采用分組線性插補(bǔ)后，每個(gè)周期的最小相位差減小了，同時(shí)相位控制分辨率也有很大的提高，可以實(shí)現(xiàn)高精度的鎖相控制。
3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
該鎖相方法已成功用于50Hz/220V在線式UPS的鎖相控制中。圖6示出逆變器的輸出電壓uoi和旁路電壓ub實(shí)驗(yàn)波形。
4 結(jié)論
探討了采用單片機(jī)的數(shù)字鎖相控制技術(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，其鎖相精度高，易于實(shí)現(xiàn)，而且可以很好地實(shí)現(xiàn)逆變器輸出電壓的同步鎖相。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方法的可行性和有效性。
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